有源晶振的波形-晶振小课堂之原理篇晶振中的输出波形普遍分为方波Square Wave和正弦波Sine Wave两类。其中方波有非差分和差分输出的选择；正弦波有准正弦波和削峰正弦波的选择。有源晶振的波形释义方波方波的输出功率大，驱动能力强，但是谐波分量丰富。主要应用在数字通信系统时钟上，用来驱动计数电路。方波主要有输出电平、占空比、上升/下降时间、驱动能力等几个指标要求。正弦波正弦波输出功率不如方波，但谐波分量小。主要用于对EMI、频率干扰有特殊要求的电路，这种电路要求输出的高次谐波成分很小。通常需要提供谐波、噪声和输出功率等指标。无源晶振输出波形为正弦波；有源晶振输出波形为正弦波或方波。有源晶振本身是正弦波输出波形，内部增加整形电路，输出后的波形为方波。- 准正弦波 True Sine Wave：负载阻抗50Ω，谐波分量小。其应用于射频信号处理，频率源等。正弦波输出有源晶振使用的非常少，一般都是直插封装- 削峰正弦波Clipped Sine Wave：谐波分布小，驱动能力比方波弱，负载10k//10PF时Vp-p为0.8Vmin 温补晶振有各种封装尺寸可供选择。测量晶振波形当晶振的输出波形是方波时，一般上升沿比较抖且包含了较多的高频信号。带宽(Hz为单位)是示波器最重要的方面，因为它决定了可用的频率范围。只有有足够的带宽，示波器才能准确地呈现信号。示波器不显示其可用范围之外的信号。理论值是带宽是被测信号频率的2倍，实际测试方波时带宽应该是被测信号频率的10倍。

也许，今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。CPU的电源电流最近每两年就翻一番。事实上，今天的便携式核电源电流需求会高达60A或更多，电压介于0.9V和1.75V之间。但是，尽管电流需求在稳步增长，留给电源的空间却并没有增加—这个现实已达到了热设计的极限甚至超出。如此高电流的电源通常被分割为两个或更多相，每一相提供15A到30A。这种方式使元件的选择更容易。例如，一个60A电源变成了两个30A电源。但是，这种方法并没有额外增加板上空间，对于热设计方面的挑战基本上没有多大帮助。在设计大电流电源时，MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑中尤其显著，这样的环境中，散热器、风扇、热管和其它散热手段通常都留给了CPU。这样，电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素的挑战。而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。在挑选MOSFET时，首先是要选择有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道的器件。最后还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。本文将一步一步地说明如何计算这些MOSFET的功率耗散，并确定它们的工作温度。然后，通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个30A单相的设计实例，进一步阐明这些概念。计算MOSFET的耗散功率为了确定一个MOSFET是否适合于某特定应用，你必须计算一下其功率耗散，它主要包含阻性和开关损耗两部分：PDDEVICE TOTAL= PDRESISTIVE+ PDSWITCHING由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(RDS(ON))，计算RDS(ON)看上去是一个很好的出发点。但是MOSFET的RDS(ON)与它的结温(TJ)有关。话说回来，TJ又依赖于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻(ΘJA)。同步整流器的功耗除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算。只需要考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的RDS(ON)HOT和工作占空比，通过欧姆定律，我们可以近似计算出它的功率消耗：PDSYNCHRONOUS RECTIFIER= [ILOAD² × RDS(ON)HOT] × [1 - (VOUT/VINMAX)]开关MOSFET的功耗开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和RDS(ON)HOT：PDRESISTIVE= [ILOAD² × RDS(ON)HOT] × (VOUT/VIN)开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素，这些因素同时影响到打开和关闭过程。我们可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证：PDSWITCHING= (CRSS× VIN² × fSW× ILOAD)/IGATE其中CRSS是MOSFET的反向传输电容(数据资料中的一个参数)，fSW为开关频率，IGATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(VGS位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/流出电流。如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，有多种办法可以解决：改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一点的、RDS(ON)更低的开关MOSFET。增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS(ON)和更低的栅极电阻。脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。热阻下一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度，在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值(按照前面所示的迭代过程，确定合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET)。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻(ΘJA)。热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单PCB上的ΘJA测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：TJ(RISE)= PDDEVICE TOTAL× ΘJA接下来，计算导致管芯达到预定TJ(HOT)时的环境温度：TAMBIENT= TJ(HOT)- TJ(RISE)如果计算出的TAMBIENT低于机壳的最大额定环境温度(意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定TJ(HOT)被突破)，必须采用下列一条或更多措施：升高预定的TJ(HOT)，但不要超出数据手册规定的最大值。选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低ΘJA。重算TAMBIENT(采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。另一方面，如果计算出的TAMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部：降低预定的TJ(HOT)。减小专用于MOSFET散热的覆铜面积。采用更廉价的MOSFET。最后这几个步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤，只要保证TAMBIENT高出机壳最高温度一定裕量，我们可以降低线路板面积和成本。上述计算过程中最大的误差源来自于ΘJA。你应该仔细阅读数据资料中有关ΘJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在1in²的2oz铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜ΘJA差别很大。例如，带有1in²铜膜的D-Pak封装ΘJA会达到50°C/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，ΘJA将高出两倍(表1)。如果将多个MOSFET并联使用，ΘJA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效ΘJA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使RDS(ON)减半但不会改变ΘJA很多。最后，ΘJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下，功率通路上的每个元件，甚至是PCB引线都会产生热量。为了避免MOSFET过热，需仔细估算实际情况下的ΘJA，并采取下列措施：仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。确定是否有可能增加气流。观察一下在假定的散热路径上，是否有其它显著散热的器件。估计一下来自周围元件或空间的过剩热结论热管理是大功率便携式设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计，但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能，为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算，这样有助于获得一个健壮的热设计。

通常，对于CPU、Memory、Interface等数字电路来说，开关电源即便噪声大一点，也没关系，因为这些设备大都工作在MHz的级别，因此可以忽略不计电源的低频噪声，但是对于Audio、RF、Sensor等模拟电路来说，则必须考虑电源噪声对性能的影响，使用中优先选择LDO。下文以超声成像系统为例，讨论系统的噪声，分析开关频率和白噪声等主要因素，给出了目前行业领先的LDO对比表。超声成像系统随着超声波市场迅速增长，超声技术已经从静态转向动态，从黑白转向彩色多普勒。超声应用的不断增加，对探头、AFE和电源系统等部件的要求也越来越高。在医学诊断领域，超声成像系统对图像质量的要求越来越高。提高系统的信噪比是提高图像质量的关键技术之一。超声波系统由传感器、发射电路、接收电路、后端数字处理电路、控制电路、显示模块等组成。数字处理模块通常由现场可编程门阵列(FPGA)组成，FPGA根据系统的配置和控制参数生成发射波束形成器和相应的波形图。发射电路的驱动器和高压电路然后产生高压信号来激发超声换能器。超声波换能器通常由PZT陶瓷制成。它将电压信号转换成进入人体的超声波，同时接收组织产生的回声。回声被转换成一个小电压信号，并传递给发射/接收开关。发射/接收开关的主要目的是防止高压发射信号损坏低压接收模拟前端。将经过信号调理、增益、滤波的模拟电压信号传递给AFE的集成ADC，然后转换为数字数据。数字数据通过JESD204B或LVDS接口到FPGA接收波束形成，然后到后端数字部件进行进一步处理，生成超声图像。图1 超声成像系统框图电源是如何影响超声波系统的?从上面描述的超声结构来看，系统噪声可能受到许多因素的影响，如发射信号链、接收信号链、TGC增益控制、时钟和电源。在这里，我们主要讨论电源如何影响噪声。超声成像系统噪声超声成像系统中有不同的图像模式，不同的图像模式对动态范围有不同的要求，信噪比或噪声的指标要求取决于不同的图像模式：黑白模式需要70dB的动态范围脉冲多普勒(PWD)模式需要130dB连续波多普勒(CWD)模式需要160dB噪底对黑白模式很重要，它影响到最小超声回波在远场可见的最大深度，这是黑白模式的关键特征之一。1/f噪声对于PWD和CWD模式尤为重要。PWD和CWD图像都包含1 kHz以下的低频频谱，而大于1 kHz的多普勒频谱则受到相位噪声的影响。由于超声换能器的频率一般在1 MHz到15 MHz之间，在这个范围内的任何开关频率噪声都会对其产生影响。如果PWD和CWD频谱(从100 Hz到200 kHz)中存在相互调制的频率，则在多普勒图像中会出现明显的噪声频谱，这在超声系统中是不可接受的。一个良好的电源可以通过考虑上述因素来改善超声图像。在设计超声应用电源时，设计者应该了解以下几个因素。1、开关频率避免将意想不到的谐波频率引入采样频段(200 Hz至100 kHz)，在电力系统中很容易发现这种噪声。大多数开关稳压器使用电阻器来设置开关频率。该电阻的误差会在PCB上引入不同的开关频率和谐波。例如，在400 kHz的DC-DC电源中，1%精度的电阻提供±1%的误差和4 kHz的谐波频率。更好的解决方案是选择具有时钟同步功能的电源。外部时钟将通过SYNC引脚向所有电源发送信号，以便所有电源在相同频率和相同相位切换。2、白噪音超声系统中也存在许多白噪声，导致超声成像中存在背景噪声。这种噪声主要来自于信号链、时钟和电源。在模拟信号处理的模拟电源引脚处添加LDO稳压器能够很好的解决以上的问题。共模的新一代超低噪声LDO能实现0.8μV rms的超低噪声，覆盖电流从100mA到1A。表1 共模超低噪声和超高PSRR LDO系列在超声系统中可以采用输出电流为500mA和1A的LDO，以GM1205为例，图2给出了其应用电路，频谱密度如图3所示。图2 共模新一代低噪声LDO电源GM1205图3 GM1205的超低噪声频谱密度行业内高性能的LDO对比表2给出了各个公司的LDO的性能指标。共模公司的GM1200是比电池噪声还低的电源，其噪声和电源抑制比达到国际领先水平。表2 共模超低噪声和超高PSRR LDO系列

传输线入门现实生活中，我们常会看见如下的电线电缆： 双绞线Twisted Pair 同轴线Coaxial Cable 微带线Micro Chip 带状线Stripline这些线缆都属于传输线。观察以上线缆结构，我们可以这样总结：简单来说，传输线可以被认为是由两条电路组成的系统。其中一条为信号路径，另一条则为返回路径。研究传输线，主要是对阻抗和时延两个主要属性进行研究。时延时延就是信号通过传输线带来的时间延迟。一般来说，信号在传输线中的传输速度可由以下式子计算：为自由空间介电常数，大小为；为自由空间的磁导率，大小为；为材料的相对磁导率，大部分材料其值为1。几个参数中仅有，即材料的相对介电常数，在估算时需要根据材料不同代入对应的相对精确的数值。将上述公式代入数值后化简，即可得到信号传输速度快捷估算公式：以我们最熟悉的，常见的FRC4材质PCB上的传输线为例，其材料介电常数为4，因此信号传输速度为15cm/ns。由时延=，即计算信号通过一定长度传输线所需的时间。阻抗【1】瞬态阻抗在本节开头，首先要声明传输线中的阻抗并非将万用表接在器件两端测出的电阻阻抗，而是指瞬态阻抗。由于传输线信号线与返回线中存在寄生电容，在信号传输过程中两线间产生电压差，电容充放电产生电流。经典电路拓扑如下： 电流可以以以下公式进行估算：其中为单位长度传输线的电容，为单位长度传输线所携带的总电容，为信号电流，为信号电压，v为信号速度。结合时延小节的信号传输速度公式，即可得到瞬态阻抗计算公式：再次以我们的老朋友FR4举例，FR4的单位电容为3.3pf/in,因此即可计算其瞬态阻抗为50欧姆。【2】特性阻抗对于某一种型号的传输线缆，假设其处处瞬态阻抗相同，则此恒定瞬态阻抗被称为该种传输线的特性阻抗。举例：常见同轴线的特性阻抗为50欧。信号反射在pcb走线中，当走线经历线宽变化，过孔等，便会产生阻抗突变。阻抗突变会引起信号反射： 在阻抗分界处，电压与电流连续，否则会产生无穷大的电场与磁场。因此V1,V2,I1,I2相同。根据欧姆定律，理论上二者应阻抗相同，但实际上R1,R2不相同，根据电报方程：电压包括正向传播分量与反向传播分量： 如果将正向传播分量记为，反射传播分量为，传输分量记为，则+=；-=;则可推导出反射系数，传输系数。信号由于阻抗变化在传输线两端不断反射，因此会产生震荡现象；而由于信号每一次经历阻抗突变都会产生反方向的反射信号，反射信号与传输方向相同的信号又再次叠加，因此信号的变化趋势是大小在做逐渐趋于稳定的震荡，最终稳定于信号源原初大小。因此，在高速数字电路设计时要通过阻抗匹配以减小信号反射，具体本文不作介绍。反弹图举例如下  

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